A eficiência do estabilizador depende do valor da eficiência - quanto maior, melhor. Para modelos diferentes, o parâmetro está na faixa de 80 a 90%. A maior eficiência é inerente aos modelos eletromecânicos e chega a 97%. Com baixo consumo de energia, eles são capazes de suportar o trabalho dos consumidores com uma alta potência total.
Dimensões e tipo de instalação
A maioria dos estabilizadores é projetada para instalação no piso, pois os modelos maciços têm dimensões de mais de 1 m de comprimento e largura. Pequenos eletrodomésticos podem ser montados na parede. Possuem um corpo esguio, cuja espessura, via de regra, não passa de 8 a 10 cm.
Características de design
Ao comprar um estabilizador, você deve prestar atenção à classe de proteção contra a água. Se não houver risco de entrada de umidade, você pode adquirir um modelo em caixa não lacrada (IP20). Quando existe a possibilidade de entrada de água, os estabilizadores são escolhidos em um design à prova de umidade (de IP21 a IP24). Se o dispositivo for usado ao ar livre ou em uma sala sem aquecimento, é escolhido um estabilizador na versão climática - seu corpo pode suportar temperaturas abaixo de zero. Os modelos para instalação em salas aquecidas são projetados para operar apenas em temperaturas positivas.
Se o estabilizador for usado por muito tempo, ele precisa de um sistema de resfriamento. O mais eficaz é a ventilação forçada do gabinete. Com ele, esse dispositivo não desliga devido ao superaquecimento. Muitos modelos possuem resfriamento passivo - isso se justifica quando o equipamento é projetado para ciclos de trabalho de curto prazo.
Sistemas de controle e proteção
O estabilizador controla a tensão de entrada e saída, seus valores são exibidos no painel, onde existe um voltímetro mecânico ou eletrônico.
O sistema de desligamento automático é acionado quando há ameaça de sobrecarga, superaquecimento ou curto-circuito. Evita danos ao estabilizador e aos dispositivos conectados a ele.
O painel também fornece dois indicadores luminosos - alertas de alerta e de erro. Modelos com microprocessador embutido fornecem monitoramento constante dos parâmetros operacionais do dispositivo, da rede e da carga conectada.
Artigo de referência baseado na opinião especializada do autor.
Conte em:Chamamos a sua atenção para uma fonte de alimentação poderosa e prática de alta qualidade. Para alimentar alguns dispositivos de rádio, às vezes é necessária uma fonte de alimentação com requisitos maiores para o nível mínimo de ondulação de saída e estabilidade de tensão. Para fornecê-los, a fonte de alimentação deve ser realizada em elementos discretos. O esquema acima é universal e com base nele é possível fazer uma fonte de alimentação de alta qualidade para qualquer tensão e corrente na carga.
Figura 1
A fonte de alimentação é montada em um amplificador operacional duplo amplamente utilizado (KR140UD20A) e três transistores de potência VT1-VT3 N-P-N-condutividade. Nesse caso, o circuito possui proteção de corrente, que pode ser ajustada dentro de amplos limites e que deve operar com rapidez suficiente para evitar danos à própria fonte em caso de curto-circuito na saída. O amplificador operacional DA1.1 possui um regulador de tensão e DA1.2 é usado para fornecer proteção de corrente. Os chips DA2, DA3 estabilizam a fonte de alimentação do circuito de controle montado no DA1, o que melhora os parâmetros da fonte de alimentação. O circuito de estabilização de tensão funciona da seguinte maneira. O feedback de tensão é removido da saída da fonte (X2). Este sinal é comparado com a tensão de referência vinda do diodo zener VD1. Um sinal de incompatibilidade (a diferença entre essas tensões) é fornecido à entrada do amplificador operacional, que é amplificado e alimentado através de R16-R17 para controlar os transistores VT1-VT3. Assim, a tensão de saída é mantida em um determinado nível com uma precisão determinada pelo ganho do op-amp DA1.1. A tensão de saída desejada é definida pelos resistores R10-R15. Para que a fonte de alimentação consiga ajustar a tensão de saída para mais de 15 V, o fio comum do circuito de controle é conectado ao terminal "+" (X1). Nesse caso, para abrir totalmente os transistores de potência (VT1-VT3), é necessária uma pequena tensão na saída do amplificador operacional (nas bases Ube = + 1,2 V). Tal construção do circuito permite que você faça fontes de alimentação para qualquer tensão, limitada apenas pela tensão coletor-emissor permitida (Uke) para um tipo específico de transistores de potência (para KT827A, o máximo Uke = 100 V, KT827B - 80 V ). Neste circuito, os transistores de potência são compostos e, portanto, podem ter um ganho na faixa de 750 ... 18000, o que permite que sejam controlados por uma pequena corrente - diretamente da saída do amplificador operacional DA1.1 . Isso reduz o número de elementos necessários e simplifica o circuito. O circuito de proteção de corrente é montado no amplificador operacional DA1.2. Quando a corrente flui através da carga, a tensão é gerada através do resistor R5. É aplicado através do resistor R11 ao ponto de conexão R9-R13, onde é comparado com o nível de referência. Desde que essa diferença seja negativa (que depende da corrente na carga e do valor da resistência do resistor R5) - essa parte do circuito não afeta a operação do regulador de tensão. Assim que a tensão no ponto especificado se tornar positiva, aparecerá uma tensão negativa na saída do amplificador operacional DA1.2, que, por meio do diodo VD9, reduzirá a tensão na base dos transistores de potência VT1-VT3 , limitando a corrente de saída. O nível de limitação da corrente de saída é ajustado usando o resistor R11. Os diodos conectados em paralelo nas entradas dos amplificadores operacionais (VD5 ... VD8) protegem o microcircuito contra danos se ele for ligado sem feedback através dos transistores VT1-VT3 ou se (um dos) transistores de potência estiver danificado. No modo operacional, a tensão nas entradas do amplificador operacional é próxima de zero e os diodos não afetam a operação do dispositivo. O capacitor C12 instalado no circuito de realimentação negativa limita a banda de frequências amplificadas, o que aumenta a estabilidade do circuito, evitando a autoexcitação. Ao usar os elementos indicados nos diagramas, essas fontes de energia permitem obter uma tensão estabilizada de até 50 V com uma corrente de até 5 A. Os transistores de potência são instalados em um radiador, a área de \u200b\u200bque depende da corrente na carga e tensão Uke (pelo menos 1500 cm2). Para operação normal do estabilizador, essa tensão deve ser de pelo menos 3 V. R1 - para descarregar as capacitâncias após o desligamento da PSU. Da mesma forma, a segunda metade do PSU é feita com base em 3 transistores de condutividade P-N-P conectados em paralelo 2T825A (KT825G).
fig.2 Na montagem do circuito, além dos indicados, pode-se utilizar: diodos retificadores (ponte de diodos), dimensionados para corrente de pelo menos 10A, tensão superior a 200V (para radiadores), VD5-VD8-1N4148 , VD9-VD10 - qualquer para uma corrente de 1A, tensão 100V , variável, resistores de ajuste R11 (posteriormente substituído por um interruptor de biscoito com resistores limitadores de corrente instalados e pré-selecionados durante o ajuste), R10 e R15, como SP3-19a, SPO-0.5, etc. (o circuito usa fios enrolados em várias voltas para alterar suavemente a tensão de saída com uma precisão de 0,1 V; resistores fixos R2-R5 do tipo C5-16MV (fio ou importado) para uma potência de pelo menos 5 W (a potência depende sobre a corrente na carga), o restante das séries MLT, VS, C2-23 dos capacitores de potência correspondentes C4, C5, C14 são preferencialmente de alta qualidade, por exemplo, polipropileno (importado com a marcação MKR). de acordo com a pinagem , é necessária a placa de circuito impresso correta); reguladores de tensão: DA2-DA3 - qualquer doméstico, importado + -15V (78L15,79L15, etc.). Tipo C12 K10-17, C10-C11-film (K73-17 Zener diodos VD1, VD2 com um mínimo TKN - D818 (com qualquer índice de letras). Os parâmetros do transformador de rede Tr1 dependem da potência necessária fornecida à carga (neste caso, OSM-0,4 kW). No enrolamento secundário do transformador após a retificação no capacitor C2, uma tensão de 5-7 V deve ser fornecida mais do que o necessário para ser obtido na saída do estabilizador (41 V variável). Um poderoso enrolamento secundário é enrolado em dois fios com seção transversal de 0,85 mm2 cada, um único fio deve ter pelo menos 1,5 mm2 de seção transversal. Como Tr2, qualquer potência de cerca de 20W, com dois enrolamentos duplos 2x 17 V (cada metade do PSU tem seus próprios enrolamentos separados com um ponto comum para alimentar os estabilizadores) com uma corrente de carga de 200mA. Os transistores de saída devem ser selecionados com parâmetros próximos, a saber: por ganho. Para fazer isso, durante a configuração, a seleção de resistores fixos em vez de R11- multímetros conectará aos resistores R2-R4 localizados no radiador (você pode revezar se não houver multímetros suficientes), conecte a carga, por exemplo, com uma corrente de 1 A e fixe os valores das quedas de tensão (conforme DC) em cada um dos resistores, compare-os, eles devem ficar o mais próximos possível, se houver diferença significativa em algum resistor , então é necessário substituir este transistor por outro e repetir as medições. Tal número de transistores poderosos usados \u200b\u200bse deve ao fato de distribuir mais uniformemente a dissipação de calor sobre eles sob carga pesada, o que garantirá estabilidade, estabilidade da PSU como um todo, embora um transistor seja bastante resistente à operação em modos limitadores. Durante os testes com uma corrente de 5A, dois transistores de três KT827A vazaram entre o CE (não uma falha, Rke = 9k), aparentemente devido a uma grande dispersão de parâmetros. Amperímetro de deflexão total de 5 amperes ou mais (com shunt quando necessário). Observe que se a carga estiver na forma de uma espiral (potente resistor de fio), com o tempo ela (ela) aquecerá e, consequentemente, a resistência aumentará e a corrente, ao contrário, diminuirá, portanto é desejável realizar medições rapidamente. Desculpe pela placa de circuito impresso de baixa qualidade à mão (elementos do retificador e filtragem de energia, placas de estabilização de energia + -15V não são indicados, embora estejam realmente localizados na mesma placa de circuito impresso). Capítulo:
O estabilizador proposto possui proteção separada contra sobrecorrente e curto-circuito. Em caso de curto-circuito na saída do estabilizador, a unidade de proteção no VT3 é acionada (Fig. 1). Em caso de sobrecorrente, a proteção é ativada em VS1 e K1.
Figura 1. Circuito estabilizador de tensão
A unidade de proteção eletrônica é acionada quando a corrente de carga cria uma queda de tensão no resistor R6 suficiente para abrir o tiristor VS1, ou seja, quando a diferença de tensão entre o eletrodo de controle e o cátodo do tiristor atinge aproximadamente 1 V. O pulso de tensão negativa resultante através do diodo VD3 entra na base do transistor VT3 e praticamente o fecha e, portanto, o transistor regulador VT1. Ao mesmo tempo, o diodo VD3 protege o transistor VT3 de obter uma tensão positiva do circuito anódico do tiristor para sua base.
No entanto, o sistema de proteção eletrônica ainda não protege completamente o transistor VT1 da quebra térmica por corrente residual, especialmente se o transistor já foi aquecido durante a operação ou o botão SB1 não foi pressionado por muito tempo.
Para evitar a quebra térmica do transistor VT1, é utilizado um sistema de proteção eletromagnética, que opera alguns milissegundos (dependendo do relé K1 utilizado) após a abertura do tiristor VS1. Então o relé K1 é ativado. Seus contatos K1.1 fecham a base VT3 ao condutor negativo da fonte de alimentação, e os contatos K1.2 ligam o LED HL2 - um indicador de ação de proteção. Depois de eliminar a causa da sobrecarga, basta pressionar brevemente o botão SB1 para restaurar o modo de operação anterior da fonte de alimentação sem desconectar o dispositivo da rede.
Uma tensão constante de 40 V é fornecida à entrada do estabilizador do retificador. A tensão estabilizada de saída de 3 V a 30 V é definida pelo resistor R2. A corrente de carga máxima é de 2 A. A corrente de carga é controlada pelo cabeçote PA1 pela chave SA1.
As partes do estabilizador são montadas em uma placa de fibra de vidro (Fig. 2 e 3) e no painel frontal da caixa da fonte de alimentação. O transistor regulador VT1 é instalado no dissipador de calor. O transistor KT825A pode ser substituído por KT825B, G; QT818V, G, VM, GM; KT814G - em KT814V, B; KT816B, V, G; KT315V - em KT315G, D, E.
Figura 2. PCB - lado dos condutores impressos
Fig.3. PCB - lado de montagem
Tiristor KU202K é substituído por KU201V...KU201L, KU202V...KU202N. Em vez do diodo D220A (VD2), D219, D220, D223, KD102, KD103 com qualquer índice de letras são adequados e, em vez do diodo KD105B (VD3, VD4, VD5), KD106A ou qualquer outro de silício com uma corrente direta de até 300 mA e uma tensão reversa de pelo menos 50 IN.
Resistor variável R2 - qualquer tipo com característica A. Relé K1 - RES48A (passaporte RS4.590.206) ou outro com dois grupos de contatos de comutação, acionados com tensão não superior a 30 V.
O resistor R6 é feito na forma de várias voltas de fio de constantan, nicromo ou manganina enrolado ao redor do corpo do resistor MLT-1. Sua resistência é determinada pelo valor da corrente operacional, que, por sua vez, depende da tensão no eletrodo de controle do tiristor, na qual ele se abre. Assim, por exemplo, se 2 A for considerado a corrente máxima de operação de proteção e o tiristor abrir com uma tensão no eletrodo de controle de cerca de 1 V, a resistência do resistor R6 deve ser (de acordo com a lei de Ohm) próxima a 0,5 Ohm. É possível usar resistores do tipo C5-16 de potência apropriada.
Mais precisamente, a resistência do resistor é ajustada para o limite de disparo de proteção selecionado nesta ordem. Um amperímetro e um resistor variável de fio enrolado com uma resistência de 25 ... 30 Ohms são conectados à saída do estabilizador. A tensão correspondente do retificador é fornecida à entrada do estabilizador e uma tensão de 10 ... 15 V é ajustada na saída com o resistor R2. Em seguida, com um resistor variável que atua como equivalente de carga, uma corrente de 2 A é definido no amperímetro e, selecionando a resistência do resistor R6, o sistema de proteção é ativado.
Na prática do rádio amador, muitas vezes há circunstâncias em que, devido à sobrecarga com correntes de valor inferior, por exemplo, 50 ou 100 mA, é necessário proteger não apenas o próprio regulador de tensão, mas também o dispositivo alimentado por ele. Neste caso, é desejável ter um sistema de proteção escalonado, feito, por exemplo, de acordo com o esquema mostrado na Fig. 4. Aqui, o resistor R6.1 do primeiro estágio, projetado para uma corrente de proteção mínima de 50 mA, é permanentemente conectado ao estabilizador e os resistores R6.2 ... R6.5 de outros quatro estágios são conectados em paralelo com o Chave SA2: 100 mA, 500 mA, 1 A e 2 A.
Fig.4. Sistema de proteção escalonado
Os resistores indicados no diagrama são aproximados. Mais precisamente, eles podem ser calculados apenas conhecendo a tensão de abertura do tiristor operando no estabilizador. Esta tensão pode ser medida da seguinte forma. Coloque o motor do resistor variável R2 na posição mais baixa (conforme o diagrama) e conecte o eletrodo de controle do tiristor a ele, dessoldando-o da saída direita (conforme o diagrama) do resistor R6.1. Em seguida, ligue a energia e aumente lentamente a tensão no eletrodo de controle do tiristor com o resistor R2. No momento em que o tiristor abrir, conforme indicado pelo LED, meça essa tensão com um voltímetro.
Os resistores R6.2...R6.5 são montados diretamente nos contatos da chave SA2. Os resistores RS1 e R12 são selecionados especificamente para o dispositivo de medição existente.
Fontes
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- A. Bizer. Dispositivos de proteção para fontes de alimentação. - Rádio, 1977, N2, p.47.
- Y. Timlin. Fonte de alimentação bipolar dupla. - Para ajudar o radioamador, vol. 71. - M.: DOSAAF, 1980
- V.Borisov. Fonte de alimentação estabilizada. - Rádio, 1979, N6, S.54.
Reguladores transistorizados com proteção contra sobrecarga (teoria)
Suprimentos de energia
A. MOSKVIN, Yekaterinburg
Rádio, 2003, nº 2-3
Parece que tudo foi escrito sobre estabilizadores de tensão contínua. No entanto, o desenvolvimento de um estabilizador confiável e não muito complicado (não mais do que três ou quatro transistores), especialmente com uma corrente de carga aumentada, é uma tarefa bastante séria, porque um dos primeiros lugares é o requisito de proteção confiável dos transistores de controle de sobrecarga. Ao mesmo tempo, é desejável que, após a eliminação da causa da sobrecarga, o funcionamento normal do estabilizador seja restaurado automaticamente. O desejo de atender a esses requisitos geralmente leva a uma complicação significativa do circuito do estabilizador e a uma diminuição perceptível em sua eficiência. O autor do artigo proposto está tentando encontrar a solução ideal, em sua opinião.
Antes de buscar a solução ótima, vamos analisar as características de carga Uout = f(Iout) de estabilizadores de tensão feitos de acordo com os esquemas mais comuns. Para o estabilizador descrito em, quando sobrecarregado, a tensão de saída Uout cai rapidamente para zero. No entanto, a corrente não diminui e pode ser suficiente para danificar a carga, e a potência dissipada pelo transistor de controle às vezes excede o permitido. Este estabilizador é complementado com proteção de gatilho. Quando sobrecarregado, não apenas a tensão de saída diminui, mas também a corrente. Porém, a proteção não é suficientemente eficaz, pois atua somente após a tensão de saída cair abaixo de 1 V e, em certas condições, não elimina a sobrecarga térmica do transistor regulador. Para retornar esse estabilizador ao modo de operação, é necessário desligar quase completamente a carga, o que nem sempre é aceitável, principalmente para um estabilizador que serve como parte integrante de um dispositivo mais complexo.
Proteção do estabilizador, cujo diagrama é mostrado na fig. 1 , já é acionado com uma leve queda na tensão de saída causada por sobrecarga. As classificações dos elementos do circuito são fornecidas para uma tensão de saída de 12 V em duas versões: sem colchetes, se VD1 for D814B, e entre colchetes, se for KS139E. Uma breve descrição da operação de tal estabilizador está disponível em.
Seus bons parâmetros são explicados pelo fato de que todos os sinais necessários são gerados a partir de uma tensão de saída estabilizada e ambos os transistores (regulando VT1 e controlando VT2) operam no modo de amplificação de tensão. As características de carga experimentais deste estabilizador são mostradas em arroz. 2(curvas 3 e 4).
Quando a tensão de saída se desvia do valor nominal, seu incremento é transmitido quase completamente através do diodo zener VD1 para o emissor do transistor VT2. Se você não levar em conta a resistência diferencial do diodo zener, ΔUe ≈ ΔUout. Este é um sinal de feedback negativo. Mas o dispositivo também tem um positivo. É criado por uma parte do incremento da tensão de saída, fornecida à base do transistor através do divisor de tensão R2R3:
O feedback total no modo de estabilização é negativo, o sinal de erro é o valor
que é o maior em valor absoluto, menor R3 em comparação com R2. A redução dessa relação afeta favoravelmente o coeficiente de estabilização e a resistência de saída do estabilizador. Dado que
O diodo Zener VD1 deve ser selecionado para o máximo possível, mas com menor tensão de saída de estabilização.
Se substituirmos o resistor R3 por dois diodos conectados no sentido direto e conectados em série (como sugerido, por exemplo, em), os parâmetros do estabilizador melhorarão, pois o lugar de R3 nas expressões para ΔUb e ΔUbe será ocupado por uma pequena resistência diferencial de diodos abertos. No entanto, essa substituição leva a alguns problemas quando o estabilizador entra no modo de proteção. Vamos nos debruçar sobre eles abaixo, mas por enquanto deixaremos o resistor R3 no mesmo lugar.
No modo de estabilização, a queda de tensão no resistor R1 permanece quase inalterada. A corrente que flui através deste resistor é a soma da corrente do diodo zener VD1 e a corrente do emissor do transistor VT2, que é praticamente igual à corrente de base do transistor VT1. Com uma diminuição na resistência de carga, o último componente da corrente que flui através de R1 aumenta e o primeiro (corrente do diodo zener) diminui para zero, após o que o incremento da tensão de saída não é mais transmitido ao emissor do transistor VT2 através do zener diodo. Como resultado, o circuito de feedback negativo é interrompido e o feedback positivo que continua a operar leva a um fechamento em avalanche de ambos os transistores e corte da corrente de carga. A corrente de carga, quando excedida, a proteção é acionada, pode ser estimada pela fórmula
onde h21e é o coeficiente de transferência de corrente do transistor VT1. Infelizmente, h21e tem uma grande variação de instância para instância do transistor, dependendo da corrente e temperatura. Portanto, o resistor R1 geralmente deve ser selecionado durante a configuração. Em um estabilizador projetado para uma grande corrente de carga, a resistência do resistor R1 é pequena. Com isso, a corrente no diodo zener VD1, com a diminuição da corrente de carga, aumenta tanto que é necessário o uso de um diodo zener de alta potência.
A presença nas características de carga (ver curvas 3 e 4 na Fig. 2) de seções de transição relativamente longas entre os modos de operação e proteção (observe que essas seções são as mais difíceis em termos do regime térmico do transistor VT1) é principalmente devido ao fato de que o desenvolvimento do processo de comutação impede o feedback negativo local através do resistor R1. Quanto menor a tensão
estabilização do diodo zener VD1, maior, ceteris paribus, o valor do resistor R1 e mais "apertada" a transição do modo de trabalho para o modo de proteção do estabilizador.
Isso, como feito anteriormente, a conclusão sobre a viabilidade de usar o diodo Zener VD1 com a maior tensão de estabilização possível é confirmada experimentalmente. A tensão de saída do estabilizador de acordo com o circuito mostrado na fig. 1, com um diodo zener D814B (Ust = 9 V), em comparação com um diodo zener KS139E semelhante (UCT = 3,9 V), depende muito menos da carga e muda mais "friamente" para o modo de proteção quando sobrecarregado.
É possível reduzir e até eliminar completamente a seção transitória da característica de carga do estabilizador adicionando um transistor VT3 adicional a ele, conforme mostrado na Fig. 3. No modo de operação, esse transistor está em saturação e praticamente não tem efeito na operação do estabilizador, piorando apenas ligeiramente a estabilidade da temperatura da tensão de saída . Quando, como resultado de uma sobrecarga, a corrente do diodo zener VD1 tende a zero, o transistor VT3 entra no estado ativo e fecha, criando as condições para um rápido acionamento da proteção. Não há seção de transição suave da característica de carga neste caso (ver curva 1 na Fig. 2).
Os diodos VD2 e VD3 no modo de operação estabilizam a tensão com base no transistor VT2, o que melhora os principais parâmetros do estabilizador. No entanto, sem um transistor VT3 adicional, isso afeta negativamente a proteção, pois enfraquece o componente positivo do sistema operacional. A mudança para o modo de proteção neste caso é muito atrasada e ocorre somente após a tensão na carga cair para um valor próximo ao suportado pelos diodos VD2 e VD3 com base no transistor VT2 (ver curva 2 na Fig. 2).
Os estabilizadores considerados têm uma desvantagem significativa para muitas aplicações: eles permanecem em estado de proteção após a eliminação da causa da sobrecarga e, muitas vezes, mesmo quando a tensão de alimentação é aplicada com a carga conectada, eles não entram em operação modo. Existem várias maneiras de iniciá-los, por exemplo, usando um resistor adicional instalado em paralelo com a seção coletor-emissor do transistor VT1 ou (como sugerido em) "alimentando" a base do transistor VT2. O problema é resolvido por um compromisso entre a confiabilidade da partida sob carga e a magnitude da corrente de curto-circuito, que nem sempre é aceitável. As opções do nó de inicialização discutidas em e são mais eficientes, mas complicam o estabilizador como um todo.
Uma maneira incomum, mas interessante, de tirar o estabilizador do modo de proteção é proposta em. Está no fato de que um gerador de pulsos especialmente fornecido abre periodicamente à força o transistor regulador, transferindo o estabilizador para o modo de operação por algum tempo. Se a causa da sobrecarga for eliminada, ao final do próximo pulso, a proteção não funcionará novamente e o estabilizador continuará operando normalmente. A potência média dissipada no transistor de controle durante a sobrecarga aumenta ligeiramente.
Na fig. 4 mostra um diagrama de uma das opções possíveis para um estabilizador operando neste princípio. Difere daquele descrito na ausência de um nó separado - um gerador de pulsos. Quando sobrecarregado, o estabilizador entra em modo oscilatório devido ao OS positivo, que fecha através do capacitor C1. O resistor R3 limita a corrente de carga do capacitor e R4 serve como uma carga do gerador quando uma carga externa é fechada.
Na ausência de sobrecarga, após a aplicação da tensão de alimentação, o estabilizador arranca graças à resistência R2. Como o capacitor C1 é desviado por um diodo aberto VD2 e resistores R3-R5 conectados em série, as condições de auto-excitação não são atendidas e o dispositivo funciona de maneira semelhante ao considerado anteriormente (ver Fig. 1). Durante a transição do estabilizador para o modo de proteção, o capacitor C1 atua como um booster, acelerando o desenvolvimento do processo.
O circuito equivalente do estabilizador no modo de proteção é mostrado na fig. 5.
Com uma resistência de carga Rn igual a zero, o terminal positivo do capacitor C1 é conectado por meio de um resistor R4 a um fio comum (menos a fonte de tensão de entrada). A tensão na qual o capacitor foi carregado mesmo no modo de estabilização é aplicada na base do transistor VT2 na polaridade negativa e mantém o transistor fechado. O capacitor é descarregado pela corrente i1. corrente através dos resistores R3-R5 e um diodo aberto VD2. Quando a tensão na base do VT1 exceder -0,7 V, o diodo VD2 fechará, mas o capacitor continuará a recarregar com a corrente i2 fluindo pelo resistor R2. Ao atingir uma pequena tensão positiva na base do transistor VT2, este último, e com ele o VT1, começará a abrir. Devido ao feedback positivo através do capacitor C1, ambos os transistores abrirão completamente e permanecerão neste estado por algum tempo, até que o capacitor seja carregado com a corrente i3 quase à tensão Uin. após o que os transistores se fecharão e o ciclo se repetirá. Com o diagrama mostrado na Fig. 5 denominações dos elementos, a duração dos pulsos gerados é unidades de milissegundos, o período de repetição é de 100 ... 200 ms. A amplitude dos pulsos de corrente de saída no modo de proteção é aproximadamente igual à corrente de operação de proteção. O valor médio da corrente de curto-circuito, medido com um miliamperímetro de ponteiro, é de aproximadamente 30 mA.
Com o aumento da resistência de carga RH, chega um momento em que, com os transistores abertos VT1 e VT2, o OS negativo "supera" o positivo e o gerador volta a se transformar em um estabilizador de tensão. O valor de RH, no qual o regime muda, depende principalmente da resistência do resistor R3. Se seus valores forem muito pequenos (menos de 5 ohms), a histerese aparece na característica de carga e, com resistência zero R3, a estabilização da tensão é restaurada somente quando a resistência da carga for superior a 200 ohms. Um aumento excessivo na resistência do resistor R3 leva ao fato de que uma seção de transição aparece na característica de carga.
A amplitude dos pulsos de polaridade negativa baseados no transistor VT2 atinge 10 V, o que pode levar à quebra elétrica da seção base-emissor desse transistor. No entanto, a quebra é reversível e sua corrente é limitada pelos resistores R1 e R3. Não interfere com o funcionamento do gerador. Ao escolher um transistor VT2, também é necessário levar em consideração que a tensão aplicada à sua seção de base do coletor atinge a soma das tensões de entrada e saída do estabilizador.
Em equipamentos operacionais, a saída do regulador de tensão é normalmente desviada por um capacitor (C2, mostrado na Fig. 4 por uma linha tracejada). Sua capacitância não deve exceder 200 microfarads. A limitação se deve ao fato de que durante uma sobrecarga que não é acompanhada de um fechamento completo da saída, esse capacitor entra no circuito de realimentação positiva do gerador. Na prática, isso se expressa no fato de o gerador "partir" apenas com uma sobrecarga significativa, e uma histerese aparece na característica de carga.
A resistência do resistor R4 deve ser tal que a queda de tensão através dele durante o pulso seja suficiente para abrir o transistor VT2 (≈1 V) e garantir as condições de autogeração com resistência de carga zero. Infelizmente, no modo de estabilização, esse resistor apenas reduz a eficiência do dispositivo.
Para uma operação precisa da proteção, é necessário que, em qualquer corrente de carga permitida, a tensão de entrada mínima (considerando as ondulações) do estabilizador permaneça suficiente para sua operação normal. Ao verificar todos os estabilizadores discutidos acima com uma tensão de saída nominal de 12 V, um retificador de diodo de ponte de 14 V com um capacitor de 10.000 microfarad na saída serviu como fonte de energia. A tensão de ondulação na saída do retificador, medida com um milivoltímetro VZ 38, não ultrapassou 0,6 V.
Se necessário, a natureza impulsiva da proteção pode ser usada para indicar o estado do estabilizador, incluindo o som. Neste último caso, durante a sobrecarga, serão ouvidos cliques com taxa de repetição de pulso.
Na fig. A Figura 6 mostra um diagrama de um estabilizador mais complexo com proteção contra impulso, em grande parte desprovido das deficiências discutidas na primeira parte do artigo (consulte a Figura 4). Sua tensão de saída é de 12 V, a resistência de saída é de 0,08 Ohm, o fator de estabilização é de 250, a corrente operacional máxima é de 3 A, o limite de proteção é de 3,2 A, a corrente média de carga no modo de proteção é de 60 mA. A presença de um amplificador no transistor VT2 permite, se necessário, aumentar significativamente a corrente operacional substituindo o transistor VT1 por um composto mais potente.
O valor do resistor limitador R4 pode estar na faixa de dezenas de ohms a 51 kOhm. A saída do estabilizador pode ser desviada com um capacitor de até 1000 μF, o que, no entanto, leva à ocorrência de histerese na característica de carga: em um limite de proteção de 3,2 A, o valor medido da corrente de retorno ao modo de estabilização é 1,9 A.
Para uma comutação clara dos modos, é necessário que, com a diminuição da resistência de carga, a corrente através do diodo zener VD3 pare antes que o transistor VT2 entre em saturação. Portanto, o valor do resistor R1 é escolhido de forma que antes do a proteção dispara entre o coletor e o emissor deste transistor, uma tensão de pelo menos 2 permanece ... 3 V. No modo de proteção, o transistor VT2 entra em saturação, como resultado, a amplitude dos pulsos de corrente de carga pode ser 1,2 . .. 1,5 vezes a corrente de operação da proteção. Deve-se ter em mente que com uma diminuição significativa na resistência R1, a potência dissipada no transistor VT2 aumenta significativamente.
A presença do capacitor C1 teoricamente pode levar a um aumento na ondulação da tensão de saída do estabilizador. No entanto, isso não tem sido observado na prática.
A tensão estabilizada de saída é igual à soma das quedas de tensão nos diodos VD1 e VD2, a seção base-emissor do transistor VT4 e a tensão de estabilização do diodo zener VD3, menos a queda de tensão na seção base-emissor de o transistor VT3 - aproximadamente 1,4 V a mais que a tensão de estabilização do diodo zener. A corrente de disparo da proteção é calculada pela fórmula
Graças a um amplificador adicional no transistor VT2, a corrente que flui através do resistor R3 é relativamente pequena, mesmo com correntes de carga nominais significativas. Isso, por um lado, melhora a eficiência do estabilizador, mas, por outro lado, força o uso de um diodo zener capaz de operar em baixas correntes como VD3. A corrente de estabilização mínima mostrada no diagrama (ver Fig. 6) do diodo zener KS211Zh é de 0,5 mA.
Esse estabilizador, além de sua finalidade direta, pode servir como limitador de descarga da bateria. Para fazer isso, a tensão de saída é ajustada para que, quando a tensão da bateria for menor que a permitida, a proteção funcione, evitando novas descargas. O valor do resistor R6, neste caso, é aconselhável aumentar para 10 kOhm. Como resultado, a corrente consumida pelo dispositivo no modo operacional diminuirá de 12 para 2,5 mA. Deve-se ter em mente que na iminência da operação de proteção, essa corrente aumenta para aproximadamente 60 mA, mas com a partida do gerador de pulsos, o valor médio da corrente de descarga da bateria cai para 4 ... 6 mA.
De acordo com o princípio considerado de proteção contra impulso, é possível construir não apenas estabilizadores de tensão, mas também "fusíveis" eletrônicos auto-reparáveis instalados entre a fonte de alimentação e a carga. Ao contrário dos links fusíveis, esses fusíveis podem ser usados repetidamente sem se preocupar com a recuperação após a eliminação da causa da operação.
O fusível eletrônico deve resistir tanto a curto como a longo prazo, fechamento de carga total ou parcial. O último geralmente ocorre com fios de conexão longos, cuja resistência é uma parte significativa da carga útil. Este caso é o mais difícil para o elemento de comutação do fusível.
Na fig. 7 mostra um diagrama de um fusível eletrônico auto-reparável simples com proteção contra impulsos. O princípio de sua operação é próximo ao estabilizador de tensão descrito acima (ver Fig. 4), mas antes que a proteção seja ativada, os transistores VT1 e VT2 estão em saturação e a tensão de saída é quase igual à entrada.
Se a corrente de carga excedeu o valor permitido, o transistor VT1 sai da saturação e a tensão de saída começa a diminuir. Seu incremento através do capacitor C1 entra na base do transistor VT2, fechando o último, e com ele VT1. A tensão de saída diminui ainda mais e, como resultado do processo de avalanche, os transistores VT1 e VT2 são completamente fechados. Depois de algum tempo, dependendo da constante de tempo dos circuitos R1C1, eles voltarão a abrir, porém, se a sobrecarga persistir, eles voltarão a fechar. Este ciclo é repetido até que a sobrecarga seja removida.
A frequência dos pulsos gerados é de aproximadamente 20 Hz quando a carga é ligeiramente superior à permitida e 200 Hz quando está completamente fechada. O ciclo de trabalho dos pulsos no último caso é superior a 100. Quando a resistência da carga aumenta para um valor aceitável, o transistor VT1 entrará em saturação e a geração de pulsos será interrompida.
A corrente de operação do "fusível" pode ser aproximadamente determinada pela fórmula
O coeficiente de 0,25, selecionado experimentalmente, leva em consideração que no momento da transição do transistor VT1 da saturação para o modo ativo, seu coeficiente de transferência de corrente é muito menor que o nominal. A corrente medida da operação de proteção em uma tensão de entrada de 12 V é de 0,35 A, a amplitude dos pulsos de corrente de carga quando está fechada é de 1,3 A. A histerese (a diferença entre as correntes da operação de proteção e restauração da operação modo) não foi detectado. Se necessário, capacitores de bloqueio com capacidade total não superior a 200 microfarads podem ser conectados à saída "fusível", o que aumentará a corrente de disparo para aproximadamente 0,5 A.
Se for necessário limitar a amplitude dos pulsos de corrente de carga no circuito emissor do transistor VT2, um resistor de várias dezenas de ohms deve ser incluído e o valor do resistor R3 deve ser ligeiramente aumentado.
Se a carga não estiver completamente fechada, é possível a quebra elétrica da seção base-emissor do transistor VT2. Isso afeta o funcionamento do gerador de forma insignificante e não representa perigo para o transistor, pois a carga acumulada no capacitor C1 antes da quebra é relativamente pequena.
As desvantagens do "fusível" montado de acordo com o esquema considerado (Fig. 7) são a baixa eficiência devido ao resistor R3 conectado em série ao circuito de carga e à corrente de base do transistor VT1, que é independente da carga. Este último é típico para outros dispositivos semelhantes. Ambos os motivos que reduzem a eficiência são eliminados em um "fusível" mais potente com uma corrente de carga máxima de 5 A, cujo circuito é mostrado na fig. 8 . Sua eficiência excede 90% em mais de dez vezes a faixa de mudanças de corrente de carga. A corrente consumida na ausência de carga é inferior a 0,5 mA.
Para reduzir a queda de tensão no "fusível", um transistor de germânio é usado como VT4. Quando a corrente de carga é menor que o permitido, esse transistor está à beira da saturação. Este estado é suportado por um loop de feedback negativo, que, quando o transistor VT2 está aberto e saturado, é formado pelos transistores VT1 e VT3. A queda de tensão na seção coletor-emissor do transistor VT4 não excede 0,5 V em uma corrente de carga de 1 A e 0,6 V em 5 A.
Quando a corrente de carga é menor que a corrente de desarme da proteção, o transistor VT3 está em modo ativo e a tensão entre seu coletor e emissor é suficiente para abrir o transistor VT6, o que garante o estado saturado do transistor VT2 e, em última análise, a condutividade estado da tecla VT4. Com um aumento na corrente de carga, a corrente de base VT3 sob a influência de um OS negativo aumenta e a tensão em seu coletor diminui até que o transistor VT6 feche. Neste momento, a proteção entra em ação. A corrente de disparo pode ser estimada pela fórmula
onde Req é a resistência total dos resistores R4, R6 e R8 conectados em paralelo.
O coeficiente 0,5, como no caso anterior, é experimental. Quando a carga é fechada, a amplitude dos pulsos de corrente de saída é aproximadamente o dobro da corrente da operação de proteção.
Devido à ação do SO positivo, que fecha através do capacitor C2, o transistor VT6, e com ele VT2-VT4, fecha completamente, o VT5 abre. Os transistores permanecem nos estados indicados até que o carregamento do capacitor C2 seja concluído pela corrente que flui através da seção emissor-base do transistor VT5 e dos resistores R7, R9, R11, R12. Como R12 possui o maior valor dos resistores listados, ele determina o período de repetição dos pulsos gerados - aproximadamente 2,5 s.
Após a conclusão do carregamento do capacitor C2, o transistor VT5 fechará, VT6 e VT2-VT4 abrirão. O capacitor C2 é descarregado em aproximadamente 0,06 s através do transistor VT6, diodo VD1 e resistor R11. Com uma carga fechada, a corrente do coletor do transistor VT4 neste momento atinge 8 ... 10 A. Em seguida, o ciclo será repetido. Porém, durante o primeiro pulso após a eliminação da sobrecarga, o transistor VT3 não entrará em saturação e o “fusível” voltará ao modo de operação.
Curiosamente, durante o pulso, o transistor VT6 não abre completamente. Isso é evitado pelo loop negativo do sistema operacional formado pelos transistores VT2, VT3, VT6. Com o valor do resistor R9 (51 kOhm) indicado no diagrama (Fig. 8), a tensão no coletor do transistor VT6 não cai abaixo de 0,3 Uin.
A carga mais desfavorável para o "fusível" é uma poderosa lâmpada incandescente, na qual a resistência de um filamento frio é várias vezes menor que a de um aquecido. Um teste realizado com uma lâmpada de carro de 12 V 32 + 6 W mostrou que 0,06 s para aquecimento é suficiente e o "fusível" depois de ligado entra no modo de operação com segurança. Mas para lâmpadas mais inerciais, a duração e o período de repetição dos pulsos podem ter que ser aumentados instalando um capacitor maior C2 (mas não óxido).
O ciclo de trabalho dos pulsos gerados como resultado dessa substituição permanecerá o mesmo. Igual a 40, não foi escolhido por acaso. Nesse caso, tanto na corrente de carga máxima (5 A) quanto quando a saída "fusível" é fechada, aproximadamente a mesma potência segura é dissipada no transistor VT4.
O transistor GT806A pode ser substituído por outro da mesma série ou um poderoso de germânio, por exemplo, P210 com qualquer índice de letras. Caso não haja transistores de germânio ou seja necessário trabalhar em temperaturas elevadas, também podem ser utilizados transistores de silício com h21e> 40, por exemplo, KT818 ou KT8101 com quaisquer índices de letras, aumentando o valor do resistor R5 para 10 kOhm. Após essa substituição, a tensão medida entre o coletor e o emissor do transistor VT4 não ultrapassou 0,8 V a uma corrente de carga de 5 A.
Ao fazer um "fusível", o transistor VT4 deve ser instalado em um dissipador de calor, por exemplo, uma placa de alumínio com dimensões de 80x50x5 mm. Um dissipador de calor com uma área de 1,5 ... 2 cm 2 também é necessário para o transistor VT3.
Ligue o aparelho pela primeira vez sem carga e, antes de tudo, verifique a tensão entre o coletor e o emissor do transistor VT4, que deve ser de aproximadamente 0,5 V. Em seguida, conecte um resistor variável de fio com resistência de 10 ... 20 Ohm e uma potência de 100 W na saída através de um amperímetro. Diminuindo gradualmente sua resistência, coloque o dispositivo no modo de proteção. Usando um osciloscópio, certifique-se de que a troca de modo ocorra sem transientes prolongados e que os parâmetros dos pulsos gerados correspondam aos indicados acima. O valor exato da corrente de operação de proteção pode ser definido por uma seleção de resistores R4, R6, R8 (é desejável que suas classificações permaneçam as mesmas). Com um circuito de carga prolongado, a temperatura da caixa do transistor VT4 não deve exceder o valor permitido para ele.
LITERATURA
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O LM317 é mais adequado do que nunca para o projeto de fontes reguladas simples e, para equipamentos eletrônicos, com várias características de saída, tanto com tensão de saída regulada quanto com uma determinada tensão e atual cargas.
Para facilitar o cálculo dos parâmetros de saída necessários, existe uma calculadora especializada do LM317, que pode ser baixada no link no final do artigo junto com a ficha técnica do LM317.
Especificações do estabilizador LM317:
- Fornecendo tensão de saída de 1,2 a 37 V.
- Corrente de carga de até 1,5 A.
- A presença de proteção contra um possível curto-circuito.
- Proteção confiável do microcircuito contra superaquecimento.
- Erro de tensão de saída 0,1%.
Este circuito integrado barato está disponível nos pacotes TO-220, ISOWATT220, TO-3 e D2PAK.
O objetivo dos pinos do microcircuito:
Calculadora online LM317
Abaixo está uma calculadora online para calcular o regulador de tensão com base no LM317. No primeiro caso, com base na tensão de saída necessária e na resistência do resistor R1, o resistor R2 é calculado. No segundo caso, conhecendo as resistências de ambos os resistores (R1 e R2), você pode calcular a tensão na saída do estabilizador.
Consulte a calculadora para calcular o estabilizador de corrente no LM317.
Exemplos de aplicação do estabilizador LM317 (esquemas elétricos)
estabilizador de corrente
O estabilizador de corrente pode ser usado nos circuitos de vários carregadores de bateria ou regulamentado fontes de energia. O circuito do carregador padrão é mostrado abaixo.
Neste circuito de comutação, o método de carregamento de corrente contínua é usado. Como pode ser visto no diagrama, a corrente de carga depende da resistência do resistor R1. O valor desta resistência está na faixa de 0,8 ohm a 120 ohm, o que corresponde a uma corrente de carga de 10 mA a 1,56 A:
Fonte de alimentação de 5 volts com comutação eletrônica
Abaixo está um diagrama de uma fonte de alimentação de 15 volts com partida suave. A suavidade necessária para ligar o estabilizador é definida pela capacitância do capacitor C2:
Circuito de comutação com saída ajustável tensão
